添加一個電阻器可將風速計模擬線性度提高至優于+/-0.5%

圖1采用自加熱達林頓熱氣流傳感器的舊設計理念。

電路中Q1起到自熱傳感器的作用。其Vbe溫度系數將溫度轉換為電壓，然后通過A2進行偏移并縮放至5 V跨度。同時，200 mV參考電壓A1將Q1的加熱電流調節至0.2 V/R3=67 mA，從而實現67 mA*4.8 V=320 mW的恒定功耗。由此產生的環境溫度與結溫的差異提供了空速讀數，因為它從0 fpm時高于環境溫度64 o C的Delta T冷卻到2000 fpm時的22 o C。

由此產生的傳感器簡單、靈敏且為固態，但會受到非線性的空速響應的影響，如圖2所示。

圖2熱傳感器的Vout與空速響應是非線性的。

有讀者提出的建議產生了如圖3所示的反對數線性化VFC。

圖3反對數線性化VFC。

圖3對圖4的藍色曲線所示的線性度進行了有益的改進，但其在中跨處約12%的FS誤差顯然仍遠非。

圖4圖3的反對數VFC的空速響應線性更好，但仍然不是。

這時提出了一個計算數值解決方案，幾乎消除了問題并使網絡響應幾乎線性，在Proper函數中以小于0.2%的誤差設計理念線性化了熱晶體管風速計。

然而，在模數轉換之后在數字域中執行線性化而不是在轉換之前在模擬域中執行線性化的結果是必要的ADC分辨率顯著增加，即從11位增加到15位。

原因如下：

采集解析為1 fpm的線性0至2000 fpm空速信號需要ADC分辨率為1 in 2000=11位。但檢查圖2的曲線表明，雖然空速信號的滿量程跨度為5 V，但與1999 fpm到2000 fpm的空速增量相關的信號變化僅為0.2 mV。因此，要在解決后者問題的同時保持前者的規模，需要1 in 5/0.0002=1 in 25,000=14.6位的最小ADC分辨率。

15位（和更高分辨率）ADC既不罕見，也不是特別昂貴，但它們通常不是微控制器內的集成外設，正如Dimitrov先生的文章中提到的那樣。因此，提供分辨率足以滿足其設計需求的ADC可能會產生巨大的成本，這似乎是合理的。

這促使我想知道性能更好的模擬線性化方案是否可行。如果是這樣，并且實施起來不是太復雜或成本太高，它可以提供具有類似性能但不需要高分辨率ADC的數字解決方案的替代方案。事實證明，確實如此。圖5顯示了具體操作方法。

圖5添加一個電阻器(R6)并調整另一個電阻器(R1)消除了圖3模擬線性化中的凸起。

線性度改善的關鍵是添加電阻器R6。它的工作原理是通過使其提前觸發與反對數Q2集電極電流成比例的量，從而降低555引腳2處的鋸齒定時波形的幅度。這縮短了VFC周期，并通過非線性校正因子提高了VFC頻率，結果如圖6所示。

所得空速函數與線性度的偏差僅-0.4%至+0.2%=-8至+4 fpm，如圖6和圖7（放大比例）所示。

圖6通過重疊的藍色和黑色線顯示VFC修改帶來的模擬線性度的改善。

圖7圖6所示的放大殘余線性誤差。